對圖4中傳統(tǒng)掃頻分析儀上顯示的信號，寬頻譜在掃頻分析時(shí)會(huì)表現(xiàn)為結(jié)構(gòu)性的假信號，因?yàn)樗徛龗呙杩焖僖苿?dòng)的信號。我們在前面確定，在傳統(tǒng)頻譜分析儀的掃描時(shí)間(146ms)期間，發(fā)生了100多個(gè)跳頻集合。在持續(xù)時(shí)間大約1.4ms的跳頻集合期間，由于三次頻率跳變，共有三個(gè)寬帶頻譜事件。傳統(tǒng)頻譜分析儀的窄帶檢測器只把事件表示為檢測器頻率上掃描期間接收的能量，因此除300個(gè)穩(wěn)定的頻率事件之外，還發(fā)生了多達(dá)300個(gè)噪聲事件。從圖4中的曲線可以看出，不可能了解這個(gè)信號的特點(diǎn)。傳統(tǒng)分析儀頻譜視圖顯示的噪聲尖峰不代表實(shí)際寬帶噪聲，而只是使用了錯(cuò)誤的工具（即傳統(tǒng)的掃頻頻譜分析儀）考察寬頻譜事件時(shí)所產(chǎn)生的假信號而已。

因此工程師需要更好的頻譜分析工具。尤其現(xiàn)代通信正在采用帶寬越來越寬的調(diào)制方案，分組通信的速度正變得越來越快。看一下表1，其中顯示了部分常見的通信標(biāo)準(zhǔn)及對應(yīng)的信道帶寬和工作帶寬。注意在較新的調(diào)制方案中，信道帶寬會(huì)大幅度提高：

通信標(biāo)準(zhǔn)	信道帶寬	工作帶寬	突發(fā)信號數(shù)據(jù)包時(shí)
FM無線電	200kHz	~20MHz@100MHz	連續(xù)發(fā)送
電視廣播	6-8MHz	55MHz-700MHz	連續(xù)發(fā)送
藍(lán)牙	1MHz	~80MHz@2.4GHz	~400us
IEEE802.11	20或40MHz	~80MHz@2.4GHz	5us到幾十us
		~200MHz@~5.6GHz
UWB	>500MHzx3通道	>1.5GHz@3.1-4.6GHz(頻段1)	每個(gè)符號~300ns

表1、常見的通信標(biāo)準(zhǔn)-傳統(tǒng)廣播通信(黃色)和現(xiàn)代嵌入式無線技術(shù)(綠色)。

為高效測量這些現(xiàn)代嵌入式無線技術(shù)，通常必需在一個(gè)時(shí)點(diǎn)捕獲整個(gè)信道的帶寬。

雖然傳統(tǒng)掃頻分析儀可以測量連續(xù)廣播信號，但它不是為在這些帶寬中測量隨時(shí)間變化的信號而設(shè)計(jì)的。掃頻分析儀的有效頻譜捕獲帶寬低于分辨率帶寬(RBW)。由于它采取掃頻方式，因此它“看不到”當(dāng)前掃描頻率外面（帶外）的信號。掃頻分析儀也不能以時(shí)間一致的方式，捕獲整個(gè)頻譜。

而且，這些現(xiàn)代信號隨時(shí)間變化的特點(diǎn)對傳統(tǒng)掃頻分析儀來說是太“快”了。在超出RBW分辨率帶寬的極限時(shí)，掃頻分析儀在以最快速度掃描關(guān)心的工作頻段時(shí)，只能捕獲幾十到幾百毫秒的時(shí)間，但往往發(fā)送的信號發(fā)生的時(shí)間通常只有幾十微秒或以下。

矢量信號分析儀

更加現(xiàn)代的頻譜分析儀(矢量信號分析儀VSA)一般擁有10MHz的頻譜捕獲帶寬，可以用于比較老或比較簡單的無線通信標(biāo)準(zhǔn)。某些頻譜分析儀提供了高達(dá)110MHz的帶寬（例如泰克實(shí)時(shí)頻譜分析儀RSA6100A系列配套選項(xiàng)110），更加適合現(xiàn)代標(biāo)準(zhǔn)，但獲得這種性能的同時(shí)，其價(jià)格也會(huì)大幅度提高。

圖8是傳統(tǒng)矢量信號分析儀（VSA）簡化的結(jié)構(gòu)方框圖：

 

圖8是矢量信號分析儀(VSA)結(jié)構(gòu)，它代表著更加現(xiàn)代的頻譜分析儀，本振是階躍的，而不是掃描的。輸入的寬帶信號被衰減后濾波，下變頻成窄帶的模擬IQ信號，中頻濾波，然后才被數(shù)字化。這會(huì)產(chǎn)生頻段受限的時(shí)域信號，通過使用DFT(離散傅立葉變換有DSP運(yùn)算)，可以把信號從時(shí)域轉(zhuǎn)換到頻域。在這些變換中，最著名的變換是FFT(快速傅立葉變換)。然后把所得到的頻域信息顯示在畫面上，在本振頻率周圍畫出頻譜的一小部分。然后本振階躍到下一個(gè)更高的頻率，重復(fù)上述過程，直到畫出整個(gè)頻譜。階躍分析儀在處理隨時(shí)間變化的RF射頻時(shí)至少要優(yōu)于掃頻分析儀，但因其范圍有限，關(guān)心的跨度位于通常很窄的階躍內(nèi)，而且觸發(fā)功能一般局限于IF電平觸發(fā)器和外部觸發(fā)器有限的頻率范圍內(nèi)。

矢量信號分析儀對所輸入的寬帶信號進(jìn)行下變頻到窄帶的信號，主要是因?yàn)椴捎昧吮忍匚粩?shù)高，但采樣率相對較低的A/D轉(zhuǎn)換器。舉例：泰克的RSA6000系列所采用的A/D轉(zhuǎn)換器是14位比特的，采樣率是300MS/s，從理論上，奈奎斯特頻率（最高輸入頻率不導(dǎo)致采樣時(shí)出現(xiàn)混疊現(xiàn)象)大概是不150MHz(非正弦波的信號，奈奎斯特頻率要更低)。因此，RSA在采樣前必須要將寬帶的信號下變頻到窄帶的IF中頻，以IF中頻為中心頻率來進(jìn)行采樣(頻率范圍為IF中頻頻率的+/-1/2跨度)。這樣處理的目的，首要是減少頻譜分析儀的DANL(顯示的平均噪聲電平)與增加SFDR無雜散動(dòng)態(tài)范圍等。

頻譜分析儀其中一個(gè)關(guān)鍵的指標(biāo)是DANL(顯示的平均噪聲電平)。顧名思義，它是儀器內(nèi)在噪聲大少的指標(biāo)。矢量信號分析儀(VSA)與RSA實(shí)時(shí)頻譜分析儀等均采用A/D轉(zhuǎn)換器與FFT變換為基礎(chǔ)的頻譜分析方法，因此從理論上而言，其FFT的噪底應(yīng)該是：

FFT噪底=-[A/D轉(zhuǎn)換器的SNR(信噪比)+FFT處理增益](公式1；見圖10)

而理想中無失真的A/D轉(zhuǎn)換器的SNR是：

最大的SNR(信噪比)=1.76+6.02n(n=A/D轉(zhuǎn)換器的比特位數(shù))(公程式2)

簡單的理解是：每A/D轉(zhuǎn)換器每增加1比特，A/D轉(zhuǎn)換器的SNR信噪比增加大約6dB。以n=12為例的A/D轉(zhuǎn)換器，其最大的SNR(信噪比)大概是74dB。

而FFT處理增益=10Log10(M/2)(M=FFT幀長度)(公式3)(若M=4096，FFT處理增益=33dB)

簡單的理解是：FFT運(yùn)算時(shí)所采用的幀長度M與它所產(chǎn)生的頻譜的分辨率帶寬是成反比的，即是所使用的FFT幀長度越長，所得到的頻譜分辨率越高，或分辨率帶寬越窄，見以下公式：

RBW分辨率帶寬=(窗口函數(shù)/M)*采樣率(公式4)

而分辨率帶寬越窄，所能進(jìn)入的噪聲相對較低。因此，通過設(shè)置FFT幀長度M可以增加FFT處理增益，從而降低FFT噪底的電平。

因此，對于這個(gè)組合，使用12比特A/D轉(zhuǎn)換器，與FFT幀長為4096，其FFT的噪底應(yīng)為107dB(見圖9)。

而且，這些現(xiàn)代信號隨時(shí)間變化的特點(diǎn)對傳統(tǒng)掃頻分析儀來說是太“快”了。在超出RBW分辨率帶寬的極限時(shí)，掃頻分析儀在以最快速度掃描關(guān)心的工作頻段時(shí)，只能捕獲幾十到幾百毫秒的時(shí)間，但往往發(fā)送的信號發(fā)生的時(shí)間通常只有幾十微秒或以下。

 

圖9、SNR信噪比、處理增益與FFT噪底的關(guān)系

由此可見，若想FFT的噪底足夠低的話，就要使用比特位數(shù)高的A/D轉(zhuǎn)換器加上運(yùn)算FFT變換時(shí)，采用更多的數(shù)據(jù)點(diǎn)。因此一般VSA與RSA所采用的A/D轉(zhuǎn)換器的比特位數(shù)都要比一般示波器要高得多，舉例:泰克的RSA6000系列所采用的A/D轉(zhuǎn)換器是14位比特的。

頻譜分析儀另外一個(gè)重要的指標(biāo)就是SFDR。雜散信號主要來源于所采用器件，如下變頻器中的混頻器與A/D轉(zhuǎn)換器等的微分非線性(Differential Non-Linearity，DNL)特性所導(dǎo)致的失真(Distortion;注意:失真與噪聲Noise是不同的概念)。假設(shè)輸入射頻信號為正弦波，其基本頻率為F0，若混頻器、A/D轉(zhuǎn)換器為線性的，其輸出在頻域來說也一定是基本頻率為F0的正弦波。然而理想的混頻器與A/D轉(zhuǎn)換器只存在于理論世界之中。在實(shí)際情況下，它們的非線性特性會(huì)產(chǎn)生諧波失真，如產(chǎn)生以F0為倍數(shù)的諧波含量(這些諧波是雜散信號之一)，若把這些諧波與基頻都組合起來重構(gòu)時(shí)域的波形的話，它將不是一單調(diào)的、基本頻率為F0的正弦波了，它將變形，成了一非正弦波，這就是所謂的諧波失真。導(dǎo)致雜散信號的，還有互調(diào)失真(就是指輸入信號可以是個(gè)非單調(diào)的正弦波，舉例：雙音的信號，而它們分別的基本頻率可以是F0與f0，它們的諧波之間可以互相調(diào)制，這在混頻器中是常見的失真問題)。這些失真所產(chǎn)生的雜散信號會(huì)使SFDR降低。由此我們看出，SFDR主要與器件的非線性特性有關(guān)，與噪聲不一定有直接關(guān)系。要改善SFDR，主要透過改善器件的線性特性，降低失真所產(chǎn)生的雜散信號。

圖10、SFDR的定義是載波的RMS有效值與最大雜散的RMS有效值之對數(shù)比例

就一般A/D轉(zhuǎn)換器而言，SFDR無雜散動(dòng)態(tài)范圍通常要比它的SNR信噪比高得多。

(泰克的RSA6000系列SFDR無雜散動(dòng)態(tài)范圍是-78dBc(<6.2GHz時(shí)))。顯明，所使用的A/D轉(zhuǎn)換器的比特位數(shù)越高，它的信噪比能力越高，無雜散動(dòng)態(tài)范圍也可能相對較好。但是一般情況下，比特位數(shù)高的A/D轉(zhuǎn)換器通常的采樣率都相對較低(因?yàn)椴蓸勇矢撸瑢?yīng)A/D轉(zhuǎn)換器的奈奎斯特頻率高，因此進(jìn)入A/D轉(zhuǎn)換器的噪聲也高，這樣一來，A/D轉(zhuǎn)換器的信噪比就要低，因此，同時(shí)比特位數(shù)高與采樣率高對A/D轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)來說是很困難的)，因此，A/D轉(zhuǎn)換器的奈奎斯特頻率也相對較低，最終需要對輸入的寬帶的信號在下變頻時(shí)變?yōu)镮F中頻窄帶的信號，這樣就限制了VSA或RSA這些現(xiàn)代的頻譜分析儀的實(shí)時(shí)寬帶功能有限，目前市場上最好的大概在150MHz范圍之間。

如表1所述，現(xiàn)代新興的通信標(biāo)準(zhǔn)的信號的工作帶寬都趨向越來越寬，IEEE802.11在5.6GHz頻段上工作的信號帶寬要達(dá)200MHz，調(diào)頻雷達(dá)可以在GHz范圍內(nèi)調(diào)頻或調(diào)相，UWB的工作帶寬都超過1GHz。面臨這些寬帶的實(shí)時(shí)變化的信號，目前沒有一臺合適的頻譜分析儀可以讓設(shè)計(jì)師一目了然全頻帶看到所有射頻信號的變化——設(shè)計(jì)工程師需要更好的工具幫助他們診斷、透視、測量與解決他們的無線設(shè)計(jì)問題！